具有 0.5V 超低输入电压的 3A 升压转换器TPS61021

1 特性

输入电压范围：0.5V 至 4.4V
启动时的最小输入电压为 0.9V
可设置的输出电压范围：1.8V 到 4.0V
效率高达 91%（VIN = 2.4V、VOUT = 3.3V 且 IOUT= 1.5A 时）
2.0MHz 开关频率
IOUT > 1.5A，VOUT = 3.3V（VIN > 1.8V 时）
17µA 典型静态电流
-40°C 至 125°C 温度范围内的基准电压精度为±2.5%
轻负载下的脉冲频率调制 (PFM) 工作模式
关断时输入与输出真正断开
输出过压保护
输出短路保护
热关断保护
2mm × 2mm 晶圆级小外形无引线 (WSON) 封装

2 应用

电池供电类物联网 (IoT) 设备
游戏控制
温控器
便携式医疗设备
超级电容备用系统

3 说明

TPS61021A 为由碱性电池、镍氢电池、锂锰电池或锂离子电池供电的便携式或智能设备提供了一套电源解决方案。TPS61021A 能够在电池放电至 1.8V 的低电压时提供 3.3V 电压和 1.5A 电流输出。TPS61021A 支持 0.5V 输入电压，从而延长了电池的运行时间。
TPS61021A 在重负载条件下以 2MHz 开关频率工作，并且可在轻负载时进入省电模式，从而在整个负载电流范围内保持高效率。该器件在轻负载条件下从 VOUT 仅消耗 17μA 静态电流。在关断期间，负载与输入完全断开。此外，TPS61021A 还提供有 4.35V 输出过压保护、输出短路保护和热关断保护。
TPS61021A 需要使用的外部组件数量较少，因此拥有非常小巧的解决方案尺寸。该器件支持在 2MHz 开关频率下使用低值电感或输出电容。
TPS61021A 采用 2.0mm x 2.0mm WSON 封装。
器件信息

5 引脚配置和功能

DSG 封装 8 引脚 WSON，带散热焊盘 顶视图

引脚功能

6.3 推荐操作条件

超过工作自然空气温度范围（除非另有说明）

7 详细说明
7.1 概述
TPS61021A 同步升压转换器设计用于在 0.5V 至 4.4V 的输入电压范围内运行，谷值开关电流限制为 3A。该TPS61021A通常在中等至重负载电流下以准恒定频率脉宽调制 （PWM） 运行。当输入电压高于 1.5V 时，开关频率为 2MHz。当输入电压从1.5 V降至1 V时，开关频率降至1 MHz。在轻负载电流下，TPS61021A转换器以具有脉冲频率调制 （PFM） 的省电模式运行。在PWM操作期间，该转换器使用自适应恒定导通时间谷值电流模式控制方案，以实现出色的线路/负载调节，并允许使用小型电感器和陶瓷电容器。内部环路补偿简化了设计过程，同时最大限度地减少了外部元件的数量。

7.3 功能说明
7.3.1 欠压锁定
该TPS61021A具有内置的欠压锁定 （UVLO） 电路，可确保器件正常工作。当输入电压高于0.9 V的UVLO上升阈值时，可以启用TPS61021A以提升输出电压。TPS61021A启动且输出电压高于 1.6 V 后，TPS61021A可以在输入电压低至 0.5 V 的情况下工作。

7.3.2 启用和软启动
当输入电压高于欠压锁定 （UVLO） 上升阈值且 EN 引脚被拉至逻辑高电压时，TPS61021A 使能并启动。开始时，开关频率和电流限制由内部控制。负载能力是有限的。当输出电压高于1.6 V时，峰值电流限值由内部误差放大器的输出确定，该放大器比较输出电压和内部基准电压的反馈。由于输出电压低于设定目标，因此峰值电流限值上升，因此输出电压急剧上升。软启动时间随不同的输出电容和负载条件而变化。对于无负载的 44μF 输出电容器，典型启动时间约为 200μs。
7.3.3 开关频率
当输入电压高于 1.5V 时，TPS61021A以准恒定的 2MHz 频率切换。当输入电压从 1.5 V 下降到 1 V 时，开关频率将逐渐降低到 1 MHz，以提高效率并获得更高的升压比。当输入电压低于1 V时，开关频率固定在准恒定的1 MHz。
7.3.4 限流操作
该TPS61021A采用谷值电流限制检测方案。在关断期间，通过检测同步整流开关两端的压降，进行电流限制检测。
当负载电流增加，使得电感电流在整个开关周期时间内高于电流限值时，关断时间增加，以允许电感电流在下一个导通时间开始之前减小到该阈值（所谓的频率折返机制）。当达到电流限制时，输出电压在负载进一步增加期间降低。
在进入电流限制 （CL） 操作之前， 最大连续输出电流 （IOUT（CL））， 可以通过公式 1 定义.
(1)
哪里：
D是占空比
ΔIL（P-P） 是电感纹波电流
占空比可以通过公式 2 来估计。
(2)
哪里：
VOUT是升压转换器的输出电压
VIN是升压转换器的输入电压
η是转换器的效率，大多数应用使用90%
峰峰值电感纹波电流由公式3计算得出。
(3)
哪里：
L为电感器的电感值
fSW是开关频率
D是占空比
VIN是升压转换器的输入电压

7.3.5 直通操作
当输入电压高于设定输出电压时，输出电压高于目标调节电压。当输出电压为设定目标电压的 101% 时，TPS61021A停止开关并导通高端 PMOS FET。该设备在直通模式下工作。输出电压为输入电压减去电感器直流电阻 （DCR） 和 PMOS FET 导通电阻 （RDS（on）） 两端的压降。当输入电压下降或负载电流增加，输出电压降至设定目标电压的 98% 以下时，TPS61021A再次恢复开关以调节输出电压。
7.3.6 过压保护
该TPS61021A具有输出过压保护 （OVP），用于在外部反馈电阻分压器错误填充的情况下保护器件。当输出电压通常高于 4.35V 时，该器件停止开关。一旦输出电压降至 OVP 阈值以下 0.1V，该器件将再次恢复运行。当FB引脚电压远低于内部基准电压时，为了防止OVP期间出现高过冲电压，当FB引脚电压低于0.2 V且输出电压高于2.9V时，该TPS61021A将谷值开关电流限制在大约100 mA。
7.3.7 输出对地短路保护
当输出电压低于 1.6 V 时，TPS61021A开始限制输出电流。输出电压越低，输出电流越小。当输出电压低于1 V时，输出电流限制为约100 mA。一旦短路被释放，TPS61021A再次进行软启动，以输出调节的电压。
7.3.8 热关断
一旦结温超过 150°C，TPS61021A就会进入热关断状态。 当结温降至热关断温度阈值以下减去迟滞（通常为 130°C）时，该器件将再次开始工作。
7.4 设备功能模式
该TPS61021A具有两种开关操作模式：中等至重负载条件下的 PWM 模式和轻负载条件下的带脉冲频率调制 （PFM） 的省电模式。
7.4.1 PWM模式
该TPS61021A在中等至重负载电流下使用准恒定 2.0MHz 频率脉宽调制 （PWM）。根据输入电压与输出电压之比，电路预测所需的导通时间。在开关周期开始时，NMOS开关FET（如功能框图所示）导通。
输入电压施加在电感器两端，电感器电流急剧上升。在此阶段，输出电容器通过负载电流放电。当导通时间到期时，主开关NMOS FET关断，整流器PMOS FET导通。电感器传输其存储的能量以补充输出电容器并为负载供电。由于输出电压高于输入电压，电感电流会下降。当电感电流达到误差放大器输出的值时，下一个开关周期再次开始。
该TPS61021A内置补偿电路，可适应宽范围的输入电压、输出电压、电感值和输出电容值，实现稳定运行。
7.4.2 省电模式
该TPS61021A集成了省电模式和脉冲频率调制 （PFM），可提高轻负载时的效率。当负载电流减小时，误差放大器输出设定的电感谷值电流下降，以调节输出电压。当电感谷电流达到约100 mA的下限时，随着负载电流的进一步减小，输出电压将超过设定电压。当 FB 电压达到 PFM 基准电压时，TPS61021A进入省电模式。在省电模式下，当FB电压上升并达到PFM基准电压时，由于内部比较器的延迟时间，该器件连续开关几个周期。然后它停止切换。负载由输出电容器供电，输出电压下降。当 FB 电压低于 PFM 基准电压时，在比较器的延迟时间之后，该器件再次开始开关以提升输出电压。

8 应用与实施

8.1 申请信息
TPS61021A 是一款同步升压转换器，设计用于在 0.5V 至 4.4V 的输入电压范围内运行，谷值开关电流限制为 3A。当输入电压高于 1.5V 时，该TPS61021A通常在中等至重负载电流下以准恒定 2MHz 频率脉宽调制 （PWM） 运行。随着输入电压从 1.5V 变为 1V，开关频率逐渐变为 1MHz，以获得更高的效率和高升压比。在轻负载电流下，TPS61021A转换器通过脉冲频率调制 （PFM） 以省电模式运行，从而在整个负载电流范围内实现高效率。
8.2 典型应用
该TPS61021A为由电池或超级电容器供电的便携式或智能设备提供电源解决方案。该TPS61021A具有 3A 开关电流能力，即使电池电压降至 1.8V，也可以从两个串联的碱性电池输出 3.3V 和 1.5A。

图 11.2 节碱性电池至 3.3V 升压转换器

8.2.2 详细设计程序
8.2.2.1 设置输出电压
输出电压由外部电阻分压器（图11中的R1、R2）设定。当输出电压被调节时，FB引脚上的典型电压为VREF。因此，电阻分压器由公式 4 确定。
(4)
$$R1=(\frac{V_{OUT}}{V_{REF}}-1)\times R_2$$
哪里：
VOUT是稳压输出电压
VREF是FB引脚上的内部基准电压
为获得最佳精度，R2应小于400 kΩ，以确保流过R2的电流至少比FB引脚漏电流大100倍。将 R2 变为较低的值可提高对噪声注入的抗扰度。将 R2 更改为较高的值可降低静态电流，从而在低负载电流下实现最高效率。
8.2.2.2 电感器选型
由于电感器的选择会影响稳态操作、瞬态行为和环路稳定性，因此电感器是功率调节器设计中最重要的元件。电感器有三个重要的规格，电感值、饱和电流和直流电阻（DCR）。
该TPS61021A设计用于处理 0.33 μH 至 1.0 μH 之间的电感值。 按照公式 5 到公式 7 计算该应用的电感器峰值电流。要计算最坏情况下的电流，请使用应用的最小输入电压、最大输出电压和最大负载电流。为了获得足够的设计裕量，应选择容差为-30%且功率转换效率低的电感值进行计算。
在升压稳压器中，电感直流电流可以通过公式 5 计算.
(5)
哪里：
VOUT是升压转换器的输出电压
IOUT是升压转换器的输出电流
VIN是升压转换器的输入电压
η是电源转换效率，大多数应用使用90%
电感纹波电流由公式 6 计算得出。

(6)
哪里：
D为占空比，可由公式2计算
L为电感器的电感值
fSW是开关频率
VIN是升压转换器的输入电压
因此，电感峰值电流由公式 7 计算得出。
(7)
通常，建议使用小于平均电感电流的 40% 的电感峰峰值电流以获得最大输出电流。来自较大值电感器的较小纹波可降低电感器中的磁滞损耗和 EMI。但同样，负载瞬态响应时间也会增加。电感器的饱和电流必须高于计算出的峰值电感器电流。表 2 列出了推荐用于TPS61021A的电感器。
8.2.2.3 输出电容的选择
输出电容的选择主要是为了满足对输出纹波和环路稳定性的要求。纹波电压与电容器的电容及其等效串联电阻 （ESR） 有关。假设陶瓷电容的ESR为零， 给定纹波电压所需的最小电容可以通过公式8计算出来.
(8)
哪里：
DMAX是最大开关占空比
VRIPPLE是峰峰值输出纹波电压
IOUT是最大输出电流
fSW是开关频率
如果使用钽电容或铝电解电容，则必须考虑ESR对输出纹波的影响。由输出电容的ESR引起的输出峰峰值纹波电压可以通过公式9计算得出。
(9)
在评估陶瓷电容器在直流偏置电压、老化和交流信号下的降额时，必须小心。
例如，直流偏置电压可以显著降低电容。陶瓷电容器在其额定电压下可能会损失超过 50% 的电容。因此，始终在电压额定值上留有余量，以确保在所需的输出电压下有足够的电容。在PWM模式下，增加输出电容可使输出纹波电压更小。
建议使用有效电容为 10 μF 至 200 μF 的 X5R 或 X7R 陶瓷输出电容器。当输出电流小于300 mA时，有效输出电容可降至3.0 μF。
输出电容会影响升压调节器的小信号控制环路稳定性。如果输出电容低于该范围，升压稳压器可能会变得不稳定。

8.2.2.4 前馈电容的选择

VOUT 引脚和 FB 引脚之间的前馈电容在环路传递函数中感应出一对零点和极点。设置适当的零频率可以增加相位裕量，从而提高环路稳定性。在大多数应用中，TPS61021A需要一个前馈电容器（图 11 中的 C3）。当有效输出电容小于 40 μF 时，建议将零频率 （fFFZ） 设置为 50 kHz。对于超过 40 μF 的大输出电容，建议将零频率 （fFFZ） 设置为 5 kHz。前馈电容的值可以通过公式 10 计算得出。
(10)
$$C3=\frac{1}{2\pi \times f_{FFZ}\times R_1}$$
哪里：
R1是VOUT引脚和FB引脚之间的电阻
fFFZ是由前馈电容器产生的零频率

8.2.2.5 输入电容的选择
多层 X5R 或 X7R 陶瓷电容器是升压转换器输入去耦的绝佳选择，因为它们具有极低的 ESR 且尺寸小。输入电容应尽可能靠近器件。虽然 10μF 输入电容对于大多数应用来说已经足够了，但可以使用更大的值来无限制地减少输入电流纹波。仅使用陶瓷输入电容器时要小心。当在输入端使用陶瓷电容器并通过长线供电时，输出端的负载阶跃可能会在 VIN 引脚上引起振铃。这种振铃可能会耦合到输出，并被误认为是环路不稳定，甚至可能损坏器件。在这种情况下，应在陶瓷输入电容器和电源之间放置额外的大容量电容（钽或铝电解电容器），以减少电源引线的电感和陶瓷输入电容器之间可能发生的振铃。

9 电源建议
该器件设计用于在0.5 V至4.4 V的输入电压范围内工作。必须对这种输入电源进行良好的调节。如果输入电源距离转换器几英寸以上，则除了陶瓷旁路电容外，可能还需要额外的大容量电容。典型的选择是钽或铝电解电容器，其值为100 μF。输入电源的输出电流需要根据TPS61021A的电源电压、输出电压和输出电流来定定。

10 布局
10.1 布局准则
对于所有开关电源，尤其是那些在高开关频率和大电流下运行的电源，布局是一个重要的设计步骤。如果不仔细进行布局，稳压器可能会遇到不稳定和噪声问题。为了最大限度地提高效率，开关的上升和下降时间非常快。为了防止高频噪声（例如EMI）的辐射，高频开关路径的正确布局至关重要。尽量减小连接到SW引脚的所有走线的长度和面积，并始终在开关稳压器下方使用接地层，以最大程度地减少面间耦合。输入电容不仅需要靠近VIN引脚，还需要靠近PGND引脚，以减少输入电源纹波。
对于所有升压转换器来说，最关键的电流路径是从开关 FET，经过整流器 FET，然后是输出电容器，然后回到开关 FET 的地。这种高电流路径包含纳秒级的上升和下降时间，应尽可能短。因此，输出电容不仅需要靠近VOUT引脚，还需要靠近PGND引脚，以减少SW引脚和VOUT引脚的过冲。

10.2 布局示例

10.3 散热注意事项
在正常工作条件下，IC的最高结温应限制在125°C。
计算最大允许耗散PD（max），并保持实际功耗小于或等于PD（max）。最大功耗限制使用公式 11 确定。
(11)
$$P_{D(max)}=\frac{125-T_A}{R_{TJA}}$$
哪里：
TA 是应用的最高环境温度
RθJA 是热信息表中给出的结点到环境的热阻。
该TPS61021A采用热增强型 WSON 封装。该封装包括一个导热垫，可提高封装的散热能力。封装的实际结到环境热阻很大程度上取决于 PCB 类型、布局和导热焊盘连接。使用厚 PCB 铜并将导热垫焊接到大接地板上，以增强热性能。使用更多的过孔将顶层和底层的接地板连接在IC周围，而无需阻焊层，也可以提高散热能力。