单晶体管 B 类放大器（图 1）使用高 Q 值储能电路作为负载来抑制高次谐波分量。通过采用高 Q 谐振电路，输出电压仅包含基波分量，使放大器能够忠实地再现输入信号。尽管集电极电流是半波整流正弦波，但高 Q 值储能电路将谐波分量短路，使输出电压在基频上呈正弦波。
单晶体管 B 类射频放大器的电路图。
图 1.单晶体管 B 类射频放大器。
我们还可以通过强制两个半正弦波脉冲沿相反方向通过负载来消除 B 类级的谐波分量，而不是使用高 Q 值槽。这称为推挽放大器。本文介绍了推挽式配置的基本概念，以及一些示例计算以及该放大器类型与感性负载 A 类级的比较。
推拉式配置通常是在本科阶段引入的，因此大多数 EE 至少对其有一定的了解。然而，该放大器的射频和微波实现可能涉及一些额外的复杂性，特别是当目标是在宽带宽上实现高输出功率和高效率时。尽管如此，推挽式 B 类射频功率放大器的工作原理与 B 类音频功率放大器非常相似。
变压器耦合推挽式配置
有多种不同的方法来实现推挽放大器。图 2 显示了通常称为变压器耦合推挽功率放大器的配置。它采用两个 B 类晶体管，一个在波形的正半周期期间导通，另一个在负半周期期间工作。
变压器耦合推挽功率放大器示意图。
图 2.变压器耦合推挽式功率放大器。
两个晶体管（Q 1和Q 2）以交替的半周期工作。为了驱动这两个晶体管，我们需要输入信号及其极性反转版本。请注意，两个晶体管都是 NPN 型。
电源（V CC）连接到变压器的中心抽头。根据所示波形，晶体管Q1在个半周期期间被驱动为导通。在这个半周期中，晶体管Q 2保持截止。当Q 1导通且Q 2截止时，电路可简化为图 3 所示的电路。
Q1 导通期间变压器耦合推挽放大器的示意图。
图 3. Q 1导通且Q 2关闭时的变压器耦合推挽放大器。
在图3中，晶体管Q 1从V CC汲取集电极电流( ic 1 ) 。正如变压器点约定所示，变压器次级的电流流入R L。这产生了输出电压的正半周期。
图 4 说明了下一个半周期，此时Q 1关闭且Q 2开启。
Q2 导通期间变压器耦合推挽放大器的示意图。
图 4.变压器耦合推挽放大器。Q 1关闭， Q 2开启。
集电极电流 ( ic 2 )再次从V CC汲取。然而，流经初级绕组的电流方向相反。这会反转输出电流方向，产生输出电压波形的负半周期。通过这种方式，变压器适当地组合集电极电流以产生基频的正弦输出，而不是整流的正弦波。
推挽式和 A 类布置中的功率术语
图 5 显示了与推挽电路相关的三个功率项（PL、PCC 和 P Tran）如何随集电极交流电流的幅度而变化。它还绘制了放大器的功率效率。
推挽式 B 类功率放大器的功率术语。
图 5.推挽放大器的电源功率 ( PCC ) 、负载功率 ( P L )、晶体管功率 ( P Tran ) 和功率效率与集电极电流 ( i c ) 的关系。
上图中使用的参数R L,c定义为 \( (\frac{m}{n})R_{L}^{2}\)。这是当另一个晶体管关闭时从每个晶体管的集电极看到的等效负载电阻。( mn _)右2左
从图 5 中，我们可以看到，当集电极交流电流 ( i c ) 从零增加到值时，会发生以下情况：
传递到负载的功率 ( PL ) 随着i c的平方而增加。
从电源 ( PCC )汲取的功率线性增加。
晶体管的功耗 ( P Tran ) 在i c的值处达到值。
每个晶体管消耗的功率是推挽级可以提供给负载的功率的五分之一。
我们将其与图 6 进行对比，图 6 再现了电感负载 A 类配置的功率项。
感性负载 A 类放大器的功率术语。
图 6.电感负载 A 类放大器的电源功率 ( PCC ) 、负载功率 ( P L )、晶体管功率 ( P Tran ) 和功率效率与集电极电流 ( i c ) 的关系。
在 A 类级中，晶体管始终处于偏置状态。即使没有施加交流信号，也会从电??源中汲取恒定的直流电流。因此，PCC始终恒定，即使在没有交流信号的情况下也保持非零。由于晶体管始终处于偏置状态，因此大量功率以热量的形式浪费在晶体管中。
对于 B 类放大器，PCC随集电极电流线性增加。当交流信号的幅度非常小时，晶体管中不会消耗功率，从而实现更高的效率。
计算推挽放大器的效率
为了计算推挽式配置的效率，我们需要找到从电源汲取的直流功率 ( PCC )和输送到负载的交流功率 ( PL )。我们将从PC CC开始。
每个晶体管汲取的电流是半波整流正弦波。然而，从电源汲取的总电流（在上图中标记为i cc ）是全波整流正弦波。下面，图 7 显示了i cc波形。T是输入正弦波的周期，I p表示流过晶体管的电流。
随着时间的推移流过推挽放大器晶体管的电流。
图 7.随着时间的推移流过推挽放大器晶体管的总电流。
您可以轻松验证幅度为I p 的全波整流正弦波的直流分量为 \(\frac{2I_{p}}{\pi}\)。知道了这一点，我们可以计算出电源提供的平均功率：
P C C =2 I p V C C π
等式 1。
现在我们计算输送到负载的功率。考虑到变压器的电流缩放，如果i cc的峰值为I p，则流过负载的电流是幅度为 \((\frac{m}{n})I_{p}\) 的正弦波形。因此， R L两端的电压可以写为：
o u t =( m n ) I p R L sin( ω 0 t )
等式2。
输送到负载的平均功率为：
P L = ( m n ) 2 I 2 p R L 2
等式 3。
公式 3 与公式 1 一起给出了电路的效率：
η = P L PC C _ = ( m n ) 2π4I p R L V C C
等式 4。
为了找到放大器的效率，我们需要找到以V CC表示的I p值。我们可以通过注意到集电极电压的摆幅为V CC来找到这种关系。换句话说，假设晶体管的饱和电压为零 ( V CE(sat) = 0），集电极电压可以从 0 伏摆动到 2 V CC。
考虑到变压器的电压缩放，我们观察到输出电压摆幅的幅度为\((\frac{n}{m}) V_{CC}\)。另一方面，从方程 2，我们知道输出摆幅为 \((\frac{m}{n}) I_{p} R_{L} \)。将这两个值等同，我们找到与电压摆幅相对应的电流幅度：
( mn _) I p R L
等式 5。
在效率方程（方程 4）中使用它，我们找到效率：
η m a x = π 4 = 78.5 %�米��=�4=78.5%
等式 6。
等式 6。
这与单晶体管 B 级相同。
晶体管的功耗
晶体管在不损坏的情况下可以燃烧的功率有限制。因此，了解给定功率放大器的晶体管将消耗多少功率非常重要。
推挽式配置的两个晶体管中消耗的功率等于电源提供的直流功率减去输送到负载的功率 ( PCC – P L )。该值的一半消耗在每个晶体管中，从而得出：
i c = 2 V C C π 1 ( m / n ) 2 R L
等式 7。
其中i c表示集电极交流电流的幅度。通过对该函数对i c求导，我们可以验证i c的值出现在：
P Tran , max = V 2 C C π 2 _ _ _ _ _ 1 ( m / n ) 2 R L
方程 8.
将该值代入公式 4，我们可以找到每个晶体管的功耗：
P Tran , max = V 2 C C π 2 _ _ _ _ _ 1 ( m / n ) 2 R L方程 9.
产生相反极性输入
正如我们上面所讨论的，变压器耦合推挽配置需要输入信号和信号的反相。图 8 显示了如何在推挽式配置的输入端使用中心抽头变压器，以从单端输入信号产生相反极性的信号。
输入端带有中心抽头变压器的推挽放大器示意图。
图 8.具有用于生成输入信号的中心抽头变压器的推挽放大器配置。
初级绕组和两段次级绕组各有k匝。当匝数比为 1 时，输入信号 ( v s ) 出现在次级的两个绕组上。然而，由于中心抽头连接到偏置电压 ( Vbias )，因此节点A和B处的电压围绕Vbias沿相反方向摆动。
节点A处的电压与输入同相，而节点B处的电压则异相 180 度。适当选择V偏置，使晶体管偏置刚好低于其导通点。考虑到这一点，让我们来看一个例子。
示例：选择输出功率的匝数比
假设图 8 中推挽放大器的晶体管具有以下规格：
集电极电流 ( ic ,max ) = 1 A。
集电极-发射极击穿电压 ( BV CEO ) = 40 V。
晶体管在不损坏的情况下可以处理的功率 ( P C,max ) = 4 W。
让我们找到输出变压器的适当匝数比，以向 50 Ω 负载提供功率。
首先，我们将找到集电极处的电压和电流摆幅。为了找到相应的输出摆幅，我们将通过变压器的匝数比来缩放它们。我们知道，半正弦波集电极电流的幅值受到晶体管允许电流的限制：I p = i c,max = 1 A。此外，由于集电极电压在 0 到 2 V CC之间波动，所以我们应选择电源电压为BV CEO的一半，以避免损坏晶体管。
因此，我们有 V CC = 20 V，这对应于集电极处 20 V 的电压摆幅。变压器次级的电流和电压摆幅分别为 \((\frac{m}{n})~\times~ 1~\text{A}\) 和 \((\frac{n}{m})分别为~\times~ 20~\text{V}\)。利用欧姆定律，我们可以将输出电压和电流摆幅与负载电阻联系起来：
（纳米_
（纳米_) × 20 (米n) × 1 = 50 ? 米尼_ = 0.63
方程 10。
，我们使用公式 9 计算每个晶体管的功耗：
Tran , max = ( V C C ) 2 π 2 _ _ _ _ _ 1 ( m / n ) 2 R L = 2.04瓦
公式 11。
它低于晶体管的指定值 ( P C,max = 4 W)。
